AD8302的一般形式如圖2所示。主要模塊包括兩個解調對數放大器、相位檢測器、輸出放大器、偏置單元和輸出參考電壓緩沖器。對數放大器和鑒相器對高頻信號進行處理，并將電流形式的增益和相位信息傳遞給輸出放大器。輸出放大器決定最終增益和相位縮放。外部濾波電容器為各自的輸出設置平均時間常數。參考緩沖器提供一個1.80 V的參考電壓來跟蹤內部縮放常數。

每個對數放大器由6個10分貝級聯增益級聯和7個相關探測器組成。單個增益級具有超過5ghz的3 dB帶寬。信號路徑完全差分，以減小共模信號和噪聲的影響。由于級聯增益共60db，微弱的直流偏置會導致后級限，這可能會導致小信號的測量誤差。這是通過一個反饋循環來糾正的。該環路的標稱高通角頻率fHP在內部設置為200mhz，但可以通過向OFSA和OFSB引腳增加外部電容來降低。頻率遠低于高通角的信號與直流偏移量無法區分，也為零。對數放大器輸出的差異是通過電流的形式表示,由等式2類推而得:

其中ILA和ISLP分別為對數放大器的輸出電流差和特征斜率(電流)。斜率是由一個精確的參考，設計城溫度和電源電壓不敏感。

相位檢測器對其兩個輸入使用完全對稱的結構，以保持沿兩個信號路徑的平衡延遲。完全差分信號再次將對共模擾動的靈敏度降到最低。電流型等效方程3:

其中IPD和IΦ分別為相檢波器的輸出電流和特征斜率。斜率與對數放大器斜率的參考值相同。

注意，按照慣例，相位差的取值范圍是從180到+180。由于這種類型的鑒相器不區分±90，所以它被認為有一個明確的180相位差范圍，可以是0到+180(以+90為中心)，也可以是0到-180(以-90為中心)。

兩個輸出接口的基本結構如圖3所示。它接受一個設定值輸入，包括一個內部積分/平均電容和一個帶增益k的緩沖放大器。對這些設定值的外部訪問提供了幾種操作模式，并允許靈活地調整增益和相位傳輸特性。以跨電阻RF為特征的設置點接口塊生成與輸入引腳、MSET或PSET的電壓成比例的電流。為了建立增益和相位函數的中心點(VCP)，在內部引入了900 mV的精確偏移電壓，即，對應于增益為0 dB和相位差為90的設定值電壓。這個設定值電流從信號電流IIN中減去，IIN來自增益通道中的對數放大器或相位檢測器。所產生的差異被集成在MFLT或PFLT的平均電容上，然后由輸出放大器緩沖到各自的輸出引腳、VMAG和VPHS。通過這種開環布置，輸出電壓是測量的增益/相位與期望設定值之間的差值的簡單積分：

其中IFB為反饋電流= (VSET-VCP)/RF, VSET為設定值輸入，T為積分時間常數= RFCAVE/K，其中CAVE為內部1.5 pF與外部電容CFLT并聯組合。

AD8302的基本功能是直接測量增益和相位。當輸出引腳VMAG和VPHS直接連接到反饋設定值輸入引腳MSET和PSET時，將調用缺省斜率和中心點。圖4中所示的這個基本連接稱為測量模式。由積分器強制來自設定點接口的電流等于來自對數安培和相位檢測器的信號電流。閉環傳遞函數：

時間常數T表示單極響應按dB縮放的增益和按度縮放的相位函數的包絡線。一個小的內部電容設置最大的包絡帶寬約為30兆赫。如果不使用外部CFLT, AD8302可以在此帶寬內跟隨增益和相位包線。如果需要較長的平均時間，根據T (ns) = 3.3 CAVE (pF)，可以根據需要添加CFLT。為了獲得最小超調的最佳瞬態響應，建議在MFLT和PFLT引腳上添加1 pF最小值的外部電容。

在低頻條件下，由式4和式5給出的增益和相位傳遞函數變為：

如圖5所示。式8b中，PINA和PINB為VINA-和VINB在特定參考阻抗時的功率。對于增益函數，RFISLP表示的斜率為600mv / decade，或者除以20db / decade，等于30mv /dB。0 dB增益的中心點為900 mV, 30 dB到+30 dB的范圍覆蓋了從0 V到1.8 V的整個電壓范圍。RFIΦ代表相位函數的斜率10 mV /度。90°相位差的中心點為900 mV, 0到180的范圍覆蓋從1.8 V到0v的整個電壓范圍。0到180的范圍覆蓋相同的電壓范圍，但斜率相反。

兩個通道的單端輸入接口是相同的。每個通道的組成為兩個驅動引腳、INPA和INPB和兩個ac接地引腳、OFSA和OFSB。所有四個引腳的內部dc偏置距正電源約100 mV，需要外部交流耦合到輸入信號并接地。對于信號引腳，耦合電容應在信號頻率上提供可忽略的阻抗。對于接地腳，耦合電容具有兩種功能:交流接地和設置內偏置補償回路的高通角頻率。有一個內部10 pF電容接地，設置最大的角約200兆赫。根據公式fHP (MHz) = 2/CC(nF)可以降低轉角，其中CC為OFSA或OFSB到地面的總電容，包括內部的10pf。

對INPA和INPB的輸入阻抗是頻率、偏置補償電容和包寄生的函數。在中等的頻率高于fHP,輸入網絡可以3 kΩ的分流電阻與2 pF電容器并聯。在更高的頻率,分流電阻減少大約500Ω。圖6中的Smith圖表顯示了100 MHz到3 GHz頻率范圍內的輸入阻抗。

耦合電容信號側的寬帶電阻端部可用于匹配給定的源阻抗。終端電阻RT：

其中RIN為輸入電阻，RS為源阻抗。在較高的頻率下，可能需要進行無功窄帶匹配來排除輸入阻抗的無功部分。雙對數放大器結構的一個重要特性是，如果兩個通道頻率相同，且具有相同的輸入網絡，那么阻抗不匹配和反射損耗本質上成為共模，因此不會影響相對增益和相位測量。然而，這些外部組件的不匹配可能導致測量錯誤。

增益子系統的最大測量范圍被限制為從-30 dB到+30 dB分布的60 dB。這意味著增益和衰減都可以測量。這些限制是由每個單獨的對數放大器可以檢測到的最小和最大電平決定的。AD8302,每個對數放大器可以檢測輸入從-73伏特分貝(223μV -60 dBm re: 50Ω）到-13伏特分貝(223 mV, 0 dBm re: 50Ω)]。注意，對數放大器對電壓而不是功率有響應。同等功率能推斷出給定一個阻抗水平,例如,將從伏特分貝到dBm轉換在50Ω系統中,只需添加13分貝。為了覆蓋整個范圍，有必要對一個對數放大器應用一個參考電平，該電平恰好對應于它的中程。AD8302,這個級別是在-43伏特分貝,對應于-30dbm在50Ω環境中。另一個通道現在可以從它的低端掃頻，低于中檔30分貝，到它的高端掃頻，高于中檔30分貝。如果基準從中程偏移，一些測量范圍將在極值處丟失。這種情況可能發生在對數安培超出了范圍，或者到達地面或1.8 V的軌道時。圖7說明了引用通道級別放置的效果。如果選擇比中值低10 dB的參考電壓，那么下限將是-20 dB，而不是-30 dB。如果所選擇的引用比基準高10 dB，則上限將為20 dB，而不是30 dB。

相位測量范圍為0 ~ 180°，相位差為0到-180°時，其斜率與符號相反，其傳遞特性如圖5所示。相位檢測器響應兩個輸入通道之間零點交叉的相對位置。在較高的頻率下，有限的振幅有限輸入的上升和下降時間造成了一種模糊的情況，導致在0和180極限處無法進入死區。為了獲得最大的相位差覆蓋范圍，應該將基準相位差設置為90。

在高頻情況下，由于片上寄生和板級寄生，A、B通道信號之間不可避免地會發生非故意的交叉耦合。當向AD8302輸入端提供的兩個信號處于非常不同的電平時，交叉耦合引入了相位和幅度響應的交叉調制。如果這兩個信號保持在相同的相對電平，并且它們之間的相位被調制，那么只有相位輸出應該響應。由于相位-幅值交叉調制，幅值輸出呈現殘差響應。當調制幅度差時，相對相位保持不變，即，通過幅相交叉調制，可以觀察到預期的幅值響應和殘余相響應。這些影響顯著的點取決于信號頻率和差值的大小。通常，對于小于20 dB的差異，在900mhz時交叉調制的影響可以忽略不計。

默認的斜率和中心點值可以通過添加外部電阻來修改。由于輸出接口塊對于幅度函數和相位函數都是通用的，因此縮放修改技術對于兩個輸出都是同樣有效的。圖8演示了如何使用從VMAG和VPHS引腳到MSET和PSET引腳的簡單分壓器來修改斜率。斜率的增加是由1 + R1 / (R220 k?)。請注意,可能需要考慮MSET和PSET輸入阻抗20 k?制造公差為±20%。在這樣的反饋系統中，通常情況下，包絡線帶寬降低，從輸入端傳輸的輸出噪聲增加相同的因素。例如,通過選擇R1 10kΩ和R2 20 k?,相應地，增益斜率從30 mV / dB 增加到60mV / dB。范圍減小了2倍，新的中心點在- 15db處，即，范圍從- 30db(對應VMAG = 0 V)擴展到0 dB(對應VMAG = 1.8 V)。

將中心點重新定位回其初始值0 dB，只需要對分壓器中較低電阻的接地側施加適當的電壓。該電壓可以由外部提供，也可以由引腳VREF上的內部參考電壓導出。的具體選擇R2 = 20 kΩ中心點很容易調整為0 dB通過連接VREF直接連到R2的低電壓端，如圖9所示。斜度的增加現在簡化為1 + R1/10 kΩ。由于這個1.80 V的參考電壓來自于確定標稱中心點的相同帶隙基準，因此與固定的外部電壓相比，它們隨溫度、電源和部件間變化的跟蹤效果應該更好。如果在前面的例子中，將斜率加倍的中心點移動到0 dB，則范圍從VMAG = 0 V時的15 dB擴展到VMAG = 1.8 V時的15 dB。

如果在圖10所示的安排中使用DUT作為要評估的元素，那么AD8302也可以在比較器模式下運行。VMAG和VPHS引腳不再連接到MSET和PSET。增益和相位差比較的跳點閾值由施加于引腳MSET和PSET上的電壓決定：

其中GainSP (dB)和PhaseSP(°)是期望的增益和相位閾值。如果兩個輸入通道之間的實際增益和相位與這些閾值不同，則VMAG和VPHS的輸出會像比較器一樣切換，即：

通過關閉VMAG和VPHS輸出的循環，可以將比較器模式轉換為控制器模式。圖11展示了一個閉環控制器，它使用增益和相位調整元素來穩定DUT的增益和相位。如果VMAG和VPHS被適當地調節為驅動DUT之前的增益和相位調整塊，DUT的實際增益和相位將被迫達到公式11和12中規定的設定點增益和相位。它們本質上是AGC和APC循環。注意，與所有此類控制循環一樣，必須更詳細地考慮循環動態和適當的接口。

AD8302最基本的應用是監測放大器或混頻器等功能電路塊的增益和相位響應。如圖12所示，定向耦合器DCB和DCA對黑盒DUT的輸入和輸出信號進行采樣。衰減器確保向AD8302提供的信號電平在其動態范圍內。從動態范圍的討論部分,最優選擇的地方同時渠道PPOT = -30 dBm引用到50Ω,這對應于-43伏特分貝。為達到這一目的，耦合因子與衰減的組合：

其中CB和CA為耦合系數，LB和LA為衰減因子，GAINNOM為名義DUT增益。如果兩個端口都使用相同的耦合器，那么兩個衰減器的差異可以補償名義DUT增益。當實際增益為標稱（名義上，實際沒有增益）時，VMAG輸出為900 mV，對應于0 dB。標稱增益的變化表現為與900 mV或0 dB之間的偏差，按30 mV/dB的比例縮放。根據與DUT相關的標稱插入相位，相位測量可能需要與其中一個通道串聯的固定相移，以使標稱相位差呈現給AD8302接近最佳90°點。

當插入相位為標稱時，VPHS輸出為900 mV。與標稱值的偏差以10 mV/度的比例報告。表I給出了測量標稱增益為10db、輸入功率為-10dbm的放大器的建議分量值。

增益測量應用還可以以AM-AM(增益壓縮)和AM-PM轉換的形式監控增益和相位畸變。在這種情況下，標稱增益和相位對應于那些在低輸入信號水平。隨著輸入電平的增加，輸出壓縮和過剩相移作為與低電平情況的偏差進行測量。注意，為了正確運行，掃頻輸入的信號電平必須保持在AD8302的動態范圍內。

AD8302可配置為測量入射到負載上并從負載上反射的信號的幅度比和相位差。向量反射系數Γ定義為:

測量的反射系數可用于計算某一特定負載條件下的阻抗失配或駐波比(SWR)。這被證明在測量可變負載阻抗時特別有用，比如天線，它會降低性能，甚至造成物理損傷。圖13所示的矢量反射計由一對定向耦合器組成，它們對入射信號和反射信號進行采樣。衰減器在AD8302的動態范圍內重新定位兩個信號電平。與式15、16相似，衰減因子和耦合系數分別為:

式中: ΓNOM為dB中的標稱反射系數，對于無源荷載為負。考慮入射信號為10 dBm，標稱反射系數為- 19db的情況。如圖13所示，兩邊使用20 dB耦合器，POPT使用-30 dBm，通道A和通道B的衰減器分別為1 dB和20 dB。反射系數的大小和相位可以在VMAG和VPHS引腳得到，刻度為到30 mV/dB和10 mV/度時得到。當為Γ為- 19db時，VMAG輸出為900 mV。

如果不處理板級細節，測量精度可能會受到影響。盡量減少串聯耦合器之間的物理距離，因為額外的路徑長度增加相位誤差。保持從耦合器到AD8302的路徑盡可能匹配，因為任何差異都會導致測量誤差。耦合器的有限指向性D設置了最小可檢測反射系數，即：

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2019-9-5 11:49 上傳

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