正弦波UPS中的逆變電路詳解

ID:130231 · 發表于 2017-3-21 22:16

正弦波UPS中的逆變電路，分享給大家。

一、前言

逆變電路是UPS電源的核心電路。作者在剖析若干知名廠家生產的UPS電源電路的基礎上，對UPS電源中的逆變電路進行了探討。本文所涉及的電路，是這些廠家技術人員多年技術經驗的結晶，并且經歷過大量產品投放市場后的考驗，具有很好的參考價值。作者在此發表出來，供業內人士和有興趣者參考。

UPS電源有很多分類，作者根據業內的習慣，將UPS電源分為工頻機和高頻機。本文中的工頻機和高頻機采用的都是正弦波逆變電路，輸出的都是正弦波電壓，并且都是在線式結構。文中只涉及正弦波逆變電路，以下簡稱逆變電路。

二、逆變電路的結構

逆變電路由正弦波SPWM調制電路和功放電路組成。

2.1 工頻機所采用的逆變電路的結構圖

圖1所示為工頻機所采用的逆變電路的結構圖。由圖可見，工頻機逆變電路中右側的功放電路采用的是全橋式功放電路，這種功放電路需要正弦波調制電路提供4路相互獨立的SPWM驅動信號。在左側的正弦波調制電路中，用正弦波信號去調制三角波信號，得到4路獨立的SPWM信號，經隔離驅動后送至功放電路。

在這種結構中，每一橋臂功率管的數量視輸出功率而定，當輸出功率較小時，功率管采用MOS器件，輸出功率大時，采用IGBT模塊。

2.2 高頻機所采用的逆變電路的結構圖

圖2所示為高頻機所采用的逆變電路的結構圖。由圖可見，高頻機逆變電路中的功放電路采用的是半橋式功放電路，這種功放電路需要正弦波調制電路提供2路相互獨立的SPWM驅動信號。在左側的正弦波調制電路中，由電腦板直接提供2路SPWM波信號，經隔離驅動后送至功放電路。

在這種結構中，每一橋臂功率管的數量也視輸出功率而定，當輸出功率較小時，功率管采用MOS器件，輸出功率較大時，也采用IGBT模塊。

三、正弦脈寬調制（SPWM）方法

SPWM信號實際上就是與正弦波等效的一系列等幅不等寬的矩形脈沖波。

在20KVA以下的小型逆變電路中，通常用正弦波（調制波）調制三角波（載波）的方法來實現脈寬調制的目的，又稱為三角波調制法，它是利用比較器來完成這一功能的。根據調制信號所包含的信息量，調制電路可以分為單極性調制和雙極性調制。

3.1 SPWM調制方法及特點

在單電源供電的比較器重，若將正弦波送到比較器的同相輸入端，將三角波送到比較器的反相輸入端，則在正三角波幅值大于正弦波的幅值時，比較器將輸出一個負向脈沖，這個負向脈沖的寬度等于三角波大于正弦波部分所對應的時間間隔。而在三角波幅值小于正弦波的幅值時，比較器將輸出一個正向脈沖，這個正向脈沖的寬度等于三角波小于正弦波部分所對應的時間間隔。從圖3可見，這時在電壓比較器的輸出端將得到一連串脈沖方波序列，其特點是：對應于正弦波幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較窄，而對應于正弦波幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較寬。這就是正弦脈沖調制信號，即SPWM信號。

根據分析，這種三角波調制電路有以下特點：

⒈當三角波頻率與正弦波頻率之比N＞20以上時，在比較器輸出端產生的矩形脈沖，其寬度正比于正弦波幅值與三角波幅值之比。

因此，只要適當地調節輸入到比較器的正弦波電壓的幅值大小，就可以調節脈沖寬度，從而調節了逆變器輸出的正弦波電壓的大小。這一特點也使得由三角波調制電路構成的逆變電路具有自動穩壓的功能。

⒉當正弦波幅度小于三角波幅度時，逆變器輸出電壓波形中只含有基波和17、19…次諧波，而不包含3、5、7…等低次諧波分量，僅存在與三角波頻率相近的高次諧波。

正弦波的頻率是50Hz，通常三角波的頻率是10-20KHz左右。因此，在采用三角波調制法的逆變電路中，輸出電壓的波形中實際上不包含低次諧波分量，它們所包含的最低諧波分量的頻率都在幾十KHz以上。因此，在這種逆變電路中，逆變器所需的合成器（即輸出濾波器）的尺寸、重量和成本可以大大減小。

⒊若增大正弦波的幅度，使正弦波幅度大于三角波幅度時，逆變電路輸出的調制波中，將開始出現3、5、7…等低次諧波分量。這會導致逆變輸出正弦波電壓的失真度增大，嚴重時會使電路進入自動保護關機狀態。因此在調試時要主意正弦波的幅度不能超過三角波的幅度。

上述正弦波調制法已經成為一種經典的正弦波調制方法，在逆變電路中被廣泛使用。

3.2 雙極性SPWM調制

在雙極性調制電路中，需要一路正弦波信號和一路三角波信號，三角波信號的幅值必須略大于正弦波信號的峰-峰值。

如圖4a所示，若將正弦波送到單電源比較器的同相輸入端，將三角波送到比較器的反相輸入端，則在電壓比較器的輸出端將得到一連串脈沖方波序列，其特點是：在正弦波的正半周中，對應于正弦波幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較窄，而對應于正弦波幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較寬。而在正弦波的負半周中，對應于正弦波幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較寬，而對應于正弦波幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較窄。

由于這種調制電路輸出的SPWM波信號中既包含了正弦信號正半周的信息，又包含了負半周的信息，所以稱為雙極性調制。

由于高頻機通常采用半橋式功放電路，需要兩路大小相等、相位相反的SPWM信號，因此在高頻機中，將由此得到的雙極性調制信號分為兩路，將其中一路反相180°，即可得到兩路大小相同、相位相反的SPWM信號。

圖4b所示為另一種調制電路。它與圖4a的區別是將正弦波送到比較器的反相輸入端，而將三角波送到比較器的同相輸入端。由此得到的SPWM信號的波形與圖4a的相反，SPWM波寬度的變化規律也相反。將其分為兩路，并將其中一路反相后，同樣可以得到兩路大小相等、相位相反的SPWM信號。

3.3 單極性SPWM調制

在單極性調制電路中，也需要一路正弦波信號和一路三角波信號，但三角波信號的幅值只須略大于正弦波信號正半周的幅值或負半周的幅值。并且與正弦波的正半周或負半周對齊。

如圖5單極性調制電路示意圖所示，若將正弦波送到單電源比較器的同相輸入端，將三角波送到比較器的反相輸入端，則在三角波幅值大于正弦波的幅值時，比較器將輸出一個負向脈沖，這個正向脈沖的寬度等于三角波大于正弦波部分所對應的時間間隔。而在三角波幅值小于正弦波的幅值時，比較器將輸出一個正向脈沖，這個正向脈沖的寬度等于三角波小于正弦波部分所對應的時間間隔。從圖5可見：這時在電壓比較器的輸出端將得到一串脈沖方波序列，其特點是對應于正弦波正半周幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較窄，而對應于正弦波正半周幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較寬。對應于正弦波的負半周，則輸出脈沖方波的幅值為0。

由于這種調制電路輸出的SPWM波信號中只包含了正弦信號正半周或負半周的信息，所以稱為單極性調制。

在工頻機中通常采用全橋式功放電路，需要4路不同的SPWM驅動信號，因此必須采用單極性調制方式。所以在工頻機中，需要提供一路正弦波信號，一路正向三角波、一路反向三角波。其中正弦波信號的對稱軸不能在0軸（X軸）上，而是要抬高到電源電壓的二分之一處，圖中標記為Vz，這樣才能保證三角波只與正弦波的正半周或只與負半周相調制。于是，用正向三角波和正弦波信號組合，可以得到兩路SPWM信號，而用反向三角波和正弦波信號組合，可以得到另外兩路不同的SPWM信號，一共可得到4路不同的SPWM信號。參見圖6所示。

圖6中正弦波與正、反向三角波組合排列的位置與全橋功放電路中功放管的排列位置相對應，它們輸出的驅動信號能使功率管按照對角線的規律導通和截止。

在正弦波正半周期間，a組中正弦波總是高于反向三角波的幅度，加至單電源比較起的反相端以后，比較器a始終輸出低電平，使左上臂功放管始終截止；此時雖然d組中的比較器d可以輸出SPWM信號，但左上臂與右下臂對角線上的兩組功放管卻不能導通。此時b組中正弦波總是高于反向三角波的幅度，所以比較器b始終輸出高電平，使左下臂功放管始終飽和導通；而此時c組中的比較器c卻可以輸出SPWM信號，所以右上臂與左下臂對角線上的功放管就能根據SPWM信號導通或截止。在正弦波信號正半周期間，左上臂功放管始終截止，所以全橋功放電路左側上、下臂的功放管不會同時導通；而右側上、下功放管的驅動信號的極性剛好相反，因此右側上、下臂的功放管也不會同時導通。

在正弦波負半周期間，c組中正弦波總是低于正向三角波的幅度，加至單電源比較起的反相端以后，比較器c始終輸出低電平，使右上臂功放管始終截止，此時雖然b組中的比較器b可以輸出SPWM信號，但右上臂與左下臂對角線上的兩組功放管卻不能導通。此時d組中正弦波總是低于正向三角波的幅度，所以比較器d始終輸出高電平，使右下臂功放管始終飽和導通；而此時a組中的比較器a卻可以輸出SPWM信號，所以左上臂與右下臂對角線上的功放管就能根據SPWM信號導通或截止。在正弦波信號負半周期間，右上臂功放管始終截止，所以全橋功放電路右側上、下臂的功放管不會同時導通；而左側上、下功放管的驅動信號的極性剛好相反，因此左側上、下臂的功放管也不會同時導通。

因此，上述組合正好符合全橋功放電路的要求。

需要說明的是，所謂正、反向三角波只是相對概念，它們相互平等，無主次之分，這樣的名稱只是便于說明問題。

四、正弦波信號和三角波信號的產生

由調制電路可知，要產生SPWM信號，必須要有正弦波信號和三角波信號。由于正弦波UPS在無市電時也要向負載提供正弦電壓，所以正弦波信號和三角波信號必須由UPS電路自身產生而不能依靠市電正弦電壓。其中三角波的產生比較容易，比較困難的是正弦波信號。這種由UPS自身產生的正弦波信號稱為本機正弦波信號。

對本機正弦波的基本主要求是：頻率為50Hz（或可選60Hz）、幅度要穩定，失真度要小，要能被市電同步。

本機正弦波信號的產生方式有多種，本文將介紹3中常見方式。即用運放電路產生本機正弦波信號、用數字電路產生本機正弦波信號和由電腦芯片產生本機正弦波信號。

㈠、用運放電路產生本機正弦波信號

用運放組成的電路可以產生正弦波信號，在3中方式中電路最簡單，但失真度也最大，約為3%-5%左右。

圖7所示為PULSE（保時）500型后備式工頻機的正弦波形成電路。

電路主要由方波發生器、二階有源濾波器、差分放大器、Vz電壓發生電路等構成。

4.1 Vz電壓的產生和作用

圖中運放IC3C及周邊元件組成了Vz電壓發生電路。IC3C接成跟隨器電路，其同相輸入端腳接有R56、R57 組成的分壓器，R56、R57的數值相等，將+12V電壓分壓為1/2，即6V，因此跟隨器腳輸出即為6V。C43、C44為濾波電容，可使Vz電壓更加穩定。

我們知道，有些信號，例如正弦信號是包含正負半周的雙極性信號，運放電路要處理雙極性信號必須使用雙極性電源，但這會使電路復雜化。為了使運放在采用單電源的情況下也能處理雙極性信號，采用了Vz電壓。采用Vz電壓后，在12V電源電壓系統中，相當于將信號的X軸沿著Y軸升高了6V，正好位于+12V的中間，給負半周信號留出了空間，于是單電源運放也能處理雙極性信號。

4.2 方波信號發生器

方波發生電路由IC3B、W5及周邊元件組成，任務是產生合乎要求的50Hz方波信號，參見圖7。

圖中IC3B及周邊元件組成自激振蕩電路，輸出為方波。圖中Vz電壓經R59加至運放IC3B同相輸入端的腳，作為基準電壓，C19用來濾除干擾。R60是反饋電阻，W5、R61為振蕩電阻，C18為振蕩電容，它們的數值決定了輸出方波的頻率。R58用來引入市電同步信號。

假設開機時C18上的電壓為0，使IC3B腳為低電平，于是IC3B腳輸出為高電平。此高電平一方面經R60反饋回腳，使腳維持高電平，同時經W5、R61對C18充電，待C18充電至IC3B腳電壓高于腳的基準電壓時，IC3B腳電平發生翻轉，由輸出高電平變為輸出為低電平。腳的低電平一方面經R60反饋回腳，使腳的基準電壓降低，同時C18通過R61、W5放電，待C18放電至IC3B腳上的電壓低于腳的基準電壓時，IC3B又一次翻轉。C18如此反復的充電、放電，運放IC3B腳輸出端反復地在高電平和低電平之間跳變，于是產生了正負交替的矩形方波。

調節W5，可調節C18的充放電速度，因此調節了方波的頻率。另外，R63、W6、R62串接于IC3B輸出端，調節W6可以調節本機正弦波的幅度。其原理見圖7中部的等效圖。若W6向總阻值變小的方向調節，則無論IC3B輸出端腳為高電平或低電平，其幅度都向Vz靠攏，所以整個方波信號的幅度減小。反之，若W6向總阻值變大的方向調節，則IC3B輸出端腳為高電平時向12V靠攏，而IC3B輸出端為低電平時向0V（地）靠攏，所以整個方波信號的幅度增大。由于正弦波信號是由方波信號濾波而得到的，所以調節W6也就調節了本機正弦波的幅度。

圖中由R58引入市電同步信號。我們已經知道，C18充電至IC3B腳電壓超過腳的基準電壓時，IC3B輸出端腳即發生翻轉。如果在IC3B接近翻轉之前給C18施加一外來的正向觸發電平，IC3B即可提前翻轉。如果每次在翻轉之前都施加相同的外來正向同步脈沖，電路即被外來脈沖同步。若此正向觸發電平由市電取得，電路就能使方波信號與市電同步，這就是市電同步的原理。

實現同步的要求是：

⑴U5B自激振蕩的周期必須略短于20mS（50Hz）。即在C18充電至接近IC3B腳的基準電平時加入同步信號，才能使IC3B提前翻轉。若IC3B自身的振蕩周期長于20mS，也就是在IC3B已經翻轉后同步信號才到來，則無法同步。IC3B自激振蕩的周期可通過W5來調節。由此可知，此UPS在逆變時輸出的方步電壓的頻率是略低于50Hz的，因此調節W5時應注意在保證可靠同步的條件下盡量接近50Hz。

⑵同步信號的幅度必須足夠。顯然，由R58引入的市電同步脈沖的幅度過小時，達不到觸發電平，不足以使IC3B提前翻轉，IC3B便不能被同步，IC3B只能進行自激振蕩。當然同步信號也不能過大，否則C18的放電時間會延后，使振蕩周期異常。

4.3 二階有源濾波器

IC3A及周邊元件組成二階低通有源濾波電路，它的任務是將方波發生器送來的方波信號進行濾波，以便得到純凈的正弦波信號，參見圖7。圖中R64、C20和R65、C21分別是兩級RC無源濾波器，RC的數值決定了濾波電路的截止頻率。此處：

R64=R65=300K，C20=C21=10n，

所以該低通二階濾波器的截止頻率為：

（KHz，KΩ，μF）

由于方波信號中只含有基波的3、5、7…次諧波成分，最低諧波次數為3次，即150Hz，所以二階濾波器只需濾除150Hz以上的諧波成分，因此并不要求二階濾波器的截止頻率精確的等于50Hz，所以同樣用來得到50Hz基波的二階濾波電路中的RC參數略有差異。50Hz的方波信號經過二階低通濾波器后就得到了純凈的50Hz正弦信號，這就是我們所需要的本機正弦波信號。本機正弦波信號經C22隔離直流后成為對稱軸在X軸上的純交流信號，加至IC3D腳。

4.4 本機正弦波與反饋正弦波對稱軸的變化

本機正弦波被加至IC3D的同相輸入端腳。由于腳經R68接至Vz電壓，因而將本機正弦波信號的對稱軸由X軸（即0軸）提升到Vz位置。IC3D的反相輸入端腳經R71引入了逆變輸出檢測變壓器次級輸出的逆變電壓檢測信號。該信號反映了逆變輸出正弦電壓的大小，稱為反饋正弦波。反饋正弦波信號原本是對稱軸在X軸（即0軸）上的純交流信號，但由于IC3D腳經R69接至Vz，所以腳的反饋正弦波信號的對稱軸也被升高至Vz位置。R70的作用是將反饋正弦波信號的最大值限定在12V以下。這樣一來，當本機正弦波（或反饋正弦波）為0時，IC3D腳（或腳）電壓為Vz；當本機正弦波（或反饋正弦波）為負最大值時，IC3D腳（或腳）電壓接近于0V；當本機正弦波（或反饋正弦波）為正最大值時，IC3D腳（或腳）電壓略小于12V。其結果是將本機正弦波與反饋正弦波的對稱軸都提升到Vz電壓的位置，以便于以后的調制。

4.5 差分放大器

IC3C、IC3D及周邊元件組成了差分放大器。它的作用是將本機正弦波信號與從逆變輸出端引回來的反饋正弦波信號進行相減，從IC3D輸出端腳便可得到本機正弦波信號與反饋正弦波的差值，稱為差值正弦波。參見圖7。差值正弦波就是我們最終需要的本機正弦波信號。

圖中運放IC2C為反相輸入放大器。IC2C在這里起自動增益調節的作用。二階濾波器輸出信號的動態范圍為0-12V，可能超出IC3D輸入端的動態范圍，使輸出的正弦波信號發生失真。設置了IC2C以后，若IC3D輸出的正弦波信號幅度大，由IC2C輸出的負反饋信號的幅度也大，使IC3D的增益降低。若IC3D輸出的正弦波信號幅度小，由IC2C輸出的負反饋信號的幅度也小，使IC3D的增益升高。可見設置IC2C以后，IC3D的增益得到了控制，避免了差值正弦波信號的失真。

在PULSE500型機中，反饋正弦波的相位必須與本機正弦波的相位相同。同時，反饋正弦波的幅度必須小于本機正弦波的幅度，才能在IC3D輸出端得到相減的結果。

差值正弦波信號有自動穩定逆變輸出電壓的作用。這是因為：

差值正弦波=本機正弦波-反饋正弦波

當逆變輸出電壓升高時，反饋正弦波幅度增大，與本機正弦波相減后得到的差值正弦波的幅度減小，結果經過功放電路后輸出的逆變正弦波幅度降低。而當逆變輸出電壓降低時，反饋正弦波幅度減小，與本機正弦波相減后得到的差值正弦波的幅度增大，結果經過功放電路后輸出的逆變正弦波幅度升高。這樣就保持了逆變輸出電壓的穩定。

在PULSE500型機中，反饋正弦波的極性可通過改變逆變輸出檢測變壓器引出端來調整。因此，在維修中如果需要更換逆變輸出電壓檢測變壓器，一定要注意其繞制方向。

4.6 三角波形成電路

圖8所示為PULSE500型后備式工頻機中的三角波形成電路，該電路能產生正、反向三角波。

IC4A、IC4B、IC7A、IC7B、W7及周邊元件組成了三角波發生電路。它的作用是產生線性良好的等腰三角波信號。

設開機時電容C42兩端電壓為0，C40、C41的連接點K點相當于接地。由于開機時C40來不及充電，所以使IC4A反相輸入端腳為低電平，其輸出端腳為高電平，加至IC7A腳即RS觸發器的R端，使其為“1”。與此同時，C41也來不及充電，所以IC4B同相輸入端腳電壓也為低電平，使輸出端腳為低電平，加至IC7B腳即RS觸發器的S端，使其為“0”。根據或非門RS觸發器真值表，當R=1，S=0時，

端為“1”，即約為12V。此12V經W7、R113加至C40、C41連接點K點，使K點電位突然升高至12V。

此后12V經R114向C40充電，使IC4A腳電壓逐漸升高，同時端的12V經W7、R113向C41充電，使IC4B腳電壓逐漸降低。一段時間后，IC4A腳電壓充至高于腳電壓時，IC4A輸出端腳翻轉為“0”，即R端為“0”。同時，IC4B腳電壓充至高于腳電壓時，IC4B輸出端腳翻轉為“1”即S端為“1”。根據或非門RS觸發器真值表，當R=0，S=1時，端為“0”，即為0V。此0V經W7、R113加至C40、C41連接點K點，使K點電位降低為0V。

上述過程不斷反復。于是電路利用R114、C40，R117、C41和W7、R113的充放電過程，即可在C40正端和C41負端產生兩組大小相等、極性相反的三角波信號。為了電路分析方便，我們將C40正端產生的三角波稱為正向三角波，將C41負端產生的三角波稱為反向三角波。

C40、C41的連接點K位于+12V和地的中間，即Vz的電位。當C40、C41充放電時，C40正端電壓在+12V與Vz之間擺動，所以C40正端輸出的正向三角波的幅度在Vz與+12V之間，最大幅度為6V。而C41負端輸出的反三角波的幅度在Vz與0V（即地）之間，最大幅度為6V。

由于R114、R117和C40、C41的數值較大，充放電時形成的曲線的線性良好。又由于充放電的時間常數一樣，因此得到的正、反向三角波是線性良好的等腰三角波。

顯然，調節W7，可調節充放電回路的時間常數，也就調節了三角波信號的頻率。

㈡、用數字電路產生本機正弦波信號

用數字電路也可以產生正弦波信號，由此構成的整機的失真度在3%以下。

圖9所示為KSTAR（科仕達）-GP802型工頻機中正弦波信號的產生電路。

4.7 計數脈沖發生器

計數脈沖發生器由U7及周邊元件組成，任務是產生計數脈沖，并且此計數脈沖必須能與市電同步。

U7（HA17555）及周邊元件構成了自激多諧振蕩器，其工作原理已有大量文章分析，本文只作必要說明。

參見圖9。U7的自激振蕩頻率由VR3調節。市電頻率的同步脈沖信號經R64加至U7外同步端腳。于是，有市電時U7的振蕩頻率受市電同步控制，與市電頻率一致，無市電時的振蕩頻率由U7的外圍元件決定。根據該電路結構，U7輸出的計數脈沖的頻率應在19.2KHz左右，周期應為52μS左右，U7腳的輸出波形參見圖9。

需要注意的是，在此以及稍后談及的周期或頻率，只是近似的整數，實際上從最后得到的50Hz正弦波向U7推算，這些周期或頻率都不一定是整數，但這并不影響電路的分析。

4.8 分頻電路

分頻電路由U6B、U19A、U19B及周邊元件組成，其任務是將U7輸出的計數脈沖的頻率降低到要求的數值。電路參見圖9，波形圖和計數狀態表參見圖10。

U6B（4013）為D觸發器，被觸發時其輸出端Q端的電位與D端電位一致。U6B在這里接成2分頻電路。假設開始時U6B的Q端為1，

端為0。當第1個計數脈沖上升沿加至腳CK端時，由于D端接至端，為0，所以Q端為0，端為1。當第2個計數脈沖上升沿到來時，由于D端接至端，為1，所以Q端為1，端為0。當第3個計數脈沖上升沿到來時，由于D端接至端，為0，所以Q端為0，

端為1。可見，連續兩個計數脈沖的上升沿到來，U6B輸出端只產生一個脈沖下降沿。所以U6B輸出的脈沖周期比U7輸出的計數脈沖的周期長了一倍，而頻率只有計數脈沖的一半，因此稱為2分頻電路。這樣，U6B輸出的脈沖周期約為104μS左右。

U6B端輸出的脈沖信號一路

送至計數器U19A，另一路經C37偶合送至三角波發生器。由此可見，正弦波與三角波有一個共同的來源，因此它們有著固定的相位關系。

U19A（4518）為二-十進制加計數器。其CLK端接地，所以是下降沿觸發。R端接地，所以U19A無復位功能。當U6B的端輸出第1個下降沿時，U19A的Q0端輸出為0，當U6B的端輸出第2個下降沿時，U19A的Q0端輸出為1，當U6B的端輸出第3個下降沿時，U19A的Q0端輸出為0，依次類推。可見U6B輸出的脈沖信號，經過U19A處理后，周期又延長了一倍，頻率又降低為原來的一半，因此U19A的Q0端輸出的脈沖信號的周期為208μS。其波形參見圖10。

U19B的CLK端也接地，所以也是下降沿觸發。由圖9可見，頻率選擇開關JP6擲于50Hz位置，因此，只有第6個脈沖到來時Q1、Q2端才同為1，D70、D71組成的與門輸出才為1，此時U19B被復位，此后每6個脈沖即1.25mS復位一次，參見圖10中U19B（4518）的計數狀態表。

U19B的Q2端向U5的CLK端輸出時鐘脈沖，由于U19B每1.25mS復位一次，所以Q2輸出的時鐘脈沖也是每1.25mS一個脈沖。

如果頻率選擇開關擲于60Hz位置，則只有Q0、Q1同為1時，D70、D71組成的與門的輸出才為1，U19B才能復位。所以U19B每5個脈沖即1.04mS復位一次，向U5CLK端輸出的時鐘脈沖也為1.04mS。

U7（NE555）輸出的周期約為52μS的脈沖信號，經過U6B、U19A分頻、計數后，變換為1.25mS的時鐘脈沖信號，送至階梯波形成電路。

4.9 階梯波形成電路

階梯波形成電路由可預置加減計數器U2、U5、U6A、三極管Q3及周邊元件組成。其功能是根據分頻電路送來的脈沖形成階梯波。參見圖9。

U5（4029）為4位二/十進制可預置加/減計數器，在這里接成二進制加/減計數器，未用其預置數和進、借位功能。U2（4051）為8通道雙向多路選擇器。U6A（4013）為D觸發器。

U1A接成跟隨器。正常情況下，階梯波關閉信號為低電平，故U1A輸出端腳為低電平。此低電平的一路加至電阻網絡的左端，另一路加至運放U1B的反相輸入端腳，U1B接成反相器，其輸出為高電平。此高電平的一路加至電阻網絡的右端，另一路加至模擬開關U3A的腳，而U3A的腳與4051的輸出端X端相連接。

由分頻電路送來的脈沖加至4029時鐘脈沖輸入端CLK端，每1.25mS一個。4029的Q0、Q1、Q2這3個輸出端分別與4051的A、B、C這3個輸入端相連接，4029的Q3端分別與U6A的R（復位）端、4051的INH（禁止）端、4016的腳（控制端）相連接。

參見圖11。假設開始時4029的輸出端Q3-Q0均為0。其中Q3為0，使U6A“復位”無效，使4051“禁止”無效，使4016被關閉。4029的Q2、Q1、Q0為0，則4051的地址端C、B、A也為0，使其輸出端X與輸入端X0接通。與此同時，Q2、Q1、Q0為0，使二極管D28、D29、D30組成的或門輸出為0，Q3截止，其集電極輸出高電平加至U6A的CLK端。由于U6A的D端接至Vcc，因此U6A輸出端Q端為高電平，加至4029的

端，使4029處于加計數狀態。

當第1個時鐘脈沖到來時，4029的Q3、Q2、Q1、Q0分別為0001，4051的C、B、A為001，于是X1與X接通。第2個時鐘脈沖到來時，C、B、A分別為010，X2與X接通。依次類推。當第7個時鐘脈沖到來時，Q3、Q2、Q1、Q0為0111，C、B、A為111，X7與X接通。第8個脈沖到來時，Q3、Q2、Q1、Q0為1000。

由于Q3為1，使U6A的復位端R有效。此時本來Q2、Q1、Q0為0，使Q3截止，其集電極的高電平會向U6A的CLK端輸入高電平，使U6A的Q端為高電平。但是由于4013是復位優先，即當4013的S接地，R端為1時，無論CLK端為何狀態，Q端均為0電平狀態。此0電平接至4029的

端，使4029轉為減計數狀態，參見圖9中U6A（4013）的真值表。

4029的Q3為1，還使4051的INH（禁止）端有效，使本來Q2、Q1、Q0為0時X7與X的連接被切斷。但此時因Q3為1，使模擬開關U3A的腳為高電平，因此U3A開通，將U1B腳輸出的高電平與電阻網絡的右端、4051的輸出端X端連接到一起。因此，第8個時鐘脈沖到來時，X=X8，即X端與X8相連接。

當第9個時鐘脈沖到來時，由于4029工作于減計數狀態，其輸出Q3、Q2、Q1、Q0為0111，4013的R端、4051的INH端均無效，U3A關閉，4051的X與X7相連接。依次類推。第16個時鐘脈沖到來時，4029的Q3、Q2、Q1、Q0的輸出為0000，其中Q2、Q1、Q0的000使D28、D29、D30組成的或門輸出為0，Q3截止，其集電極高電平送入4013的CLK端，由于4013的D端為1，故4013的Q端輸出為1，送至4029的

端，使4029轉為加計數狀態。由此可見，4051的輸出端X端的狀態是X0-X1-X2……X7-X8-X7-X6……X1-X0-X1-X2……，上述過程不斷重復。

如果將整個曲線移至X軸上方，使得正弦曲線的底部剛好在X軸上，則X0對應于正弦電壓的最小值，X8對應于正弦電壓的最大值。我們將正弦曲線的上升段在X軸方向上平均切割為8段，從下至上分別標為X0-X8。由于是正弦波，所以這8段曲線在Y軸方向上的高度是不相等的，但我們可以計算出這8段曲線在最大幅值中所占的比例，然后再換算為對應的電阻值，取其近似值，就可得到一組8只電阻網絡。這8只電阻將正弦電壓的上升段分為8組電壓值，分別對應于正弦曲線的8段幅值。由于正弦曲線的下降段與上升段是完全對稱的，所以下降段也被切為8段，用同一組網絡電阻來對應。

實際的電阻網絡由R30-R37等八只電阻組成，參見圖9所示。其接點分別為X0-X8，其中X0-X7分別接至4051的X0-X7腳，X8接至U1B輸出端腳。如前所述，當時鐘脈沖連續到來時，4051的輸出端X端的狀態是X0-X1-X2……

X7-X8-X7-X6……X1-X0-X1-X2……，不斷重復循環。其形狀好比階梯不斷上上下下，形成為階梯波，參見圖12。由于網絡電阻R30-R37已事先按照正弦規律計算好，所以每一階梯的電壓值必然是近似的按照正弦規律變化的，整個階梯波也是按照正弦波規律變化的，在其輸出端接一個二階濾波器，就可以得到完美的正弦波電壓了。

實際上，正弦曲線的中軸在X軸上，或是在X軸的上、下方，對上述分析并無實質影響。另外，從圖12的曲線上看，X4點剛好在中軸上。由X4沿著X軸向左向右移動相同的距離，正弦曲線的變化幅度是一樣的，也就是說X4-X5和X4-X3在Y軸方向的距離相等。顯然，（X5-X6）與（X3-X2），（X6-X7）與（X2-X1），（X7-X8）與（X1-X0）也是一樣的規律。所以網絡電阻中R33=R37，R32=R36，R31=R35，R30=R34。

當然正弦曲線也可以切割得比8段多或者比8段少，但切得過多將使電路變的復雜，切得過少會使得階梯波的精度不夠，影響正弦波的質量。從實際效果來看，切為8段既有很好的波形，電路又不復雜，是最好的選擇。

4.10 階梯波形成電路的控制

⒈階梯波的控制原理

由前述階梯波可知，電阻網絡的一端為高電平，另一端為低電平，兩端的電位差越大，輸出的階梯波的幅度也越大。如果兩端電平相等，則輸出的階梯波幅度為0。

圖9中U1A是跟隨器，U1B是反相器。因此我們如果使得U1A的腳為3V，則U1A的腳也為3V，加至X0端，使X0端為3V。同時U1A腳的3V經U1B反相后變為9V（在0-12V電源系統中，0V反相為12V，3V反相為9V，6V反相仍為6V等），加至X8端，使X8端為9V，此時輸出的階梯波幅度在6V左右。

顯然，調節U1A腳電壓的大小，就能調節階梯波的幅度。

⒉階梯波的開啟與關閉

我們通過D1可對階梯波電路進行開通與關閉控制。當D1正極為低電平時，D1截止，對電路無影響，階梯波電路處于開通狀

態。當D1正極為6V（Vz時），U1A腳為6V，腳也為6V，所以X0端為6V。經U1B反相后，U1B腳輸出為6V，加至X8端，于是X0端X8端均為6V。這樣一來，無論U2中的地址怎樣變化，X端始終為6V，經二階濾波器濾波后輸出為0，相當于階梯波被關閉。

4.11 三角波形成電路

圖13所示為KSTAR-GP802型工頻機中的三角波形成電路，其作用是產生正、反向兩組三角波，并與本機正弦波具有固定的相位關系。

三角波發生器由運放U16B及周邊元件構成積分電路，此電路可將方波信號積分成三角波信號。

同步脈沖經C37、R111加至U16B的反相輸入端腳。當同步脈沖上升沿輸入時，U16B腳電位將高于腳的Vz電位，此時U16B輸出端腳本應立即為低電平0V，但同步脈沖通過R111對C46充電，其極性為左正右負，使得U16B腳電壓只能緩慢下降，形成三角波的一條斜邊。最后U16B腳降為低電平0V，也就是三角波的底部在0點上。由于充電時間常數較大，形成的曲線比較平直。

同步脈沖下降沿到來時，U16B腳電位將低于腳電位，此時U16B腳本應立即升高，但由于C46將通過R111放電后又反向充電，充電后的極性為右正左負，使U16B腳電壓只能逐漸降低，而U16B腳電壓逐漸上升，形成三角波的另一條斜邊。由于放電時間常數與充電時相同，形成的曲線也比較平直。當C46充電至U16B腳電壓低于腳電壓時，同步脈沖上升沿又到來，使U16B腳電壓下降，并不斷重復。

由上述過程可知，U16B腳的輸出波形是以腳的電壓高于或低于腳電壓即Vz電壓為轉折點的，而腳電壓又通過C46與腳電壓相關連，當同步脈沖高于Vz時，U16B腳電壓開始下降。當同步脈沖低于Vz時，U16B腳電壓開始上升。因此輸出三角波的幅度在0-Vz之間，并且是反向三角波。

電路中的R135、R136、C65等的作用是改善三角波的線性，使得輸出的三角波為線性良好的等邊三角形。

由于SPWM調制電路需要正、反向兩組三角波信號，所以中設置了由U16A及周邊元件構成的反相器電路，將U16B輸出的反向三角波反相后得到正向三角波信號。

另外，由于三角波是由同步脈沖激發，而同步脈沖與階梯波為同一個來源，所以正、反向三角波與正弦波具有固定的相位關系。

㈢、由電腦芯片產生本機正弦波信號

在作者剖析的若干工頻機中，電腦芯片在工頻機中所起的作用較小，主要是參與顯示和遙控，拆掉電腦芯片部分，稍加改動，機器仍能工作。而在在作者剖析的高頻機中，電腦芯片則擔任著重要的工作，沒有電腦芯片部分，機器根本無法工作。

遺憾的是作者未能搜集到有關的軟件程序，所以只能就硬件部分進行探討。

在高頻機中，本機正弦波信號的產生過程主要在電腦芯片中完成，最后由電腦芯片輸出幅度為5V、頻率為50Hz、調寬的、受市電同步控制的方波脈沖信號，經二階有源濾波器濾波后即可得到高質量的本機正弦波信號。結果電路大為簡化，但本機正弦信號的質量卻大幅度提高，使整機失真度在1%以下。

4.11 正弦波形成電路

圖14所示為SANTAK-1K3N型高頻機中的正弦波形成電路。

電腦芯片通過市電檢測電路和逆變檢測電路檢測到市電電壓和逆變電壓的頻率、相位等參數，并依據這些參數輸出幅度為5V，頻率為50Hz、調寬的、相位與市電一致的方波。該方波經C27偶合至由運放U8C及周邊元件構成的二階低通濾波器，從濾波器輸出幅度為5V、頻率為50Hz，相位與市電一致的正弦電壓，即本機正弦波。本機正弦波經偶合電容C117隔直后輸出。

由此可見，由于在高頻機中正弦波的產生主要由電腦芯片完成，因此電路大為簡化。

4.12 三角波形成電路

圖15所示為SANTAK-1K3N型高頻機中的三角波形成電路。三角波形成電路的任務是向SPWM電路提供線性良好的三角波，此三角波與本機正弦波具有固定的相位關系，并且能與市電同步。

運放U8D及周邊元件組成了積分電路，此電路可將方波信號積分成三角波信號。

電腦芯片輸出的19.2KHz的方波脈沖經C40、R2偶合至三角波發生器U8D的反相輸入端腳。U8D及周邊元件組成了一個積分電路，它將輸入的方波積分成三角波。方波的頻率、相位由CPU內部程序決定，與本機正弦波的頻率有著整數倍的同步關系，而三角波的頻率、相位則與該方波一致。

三角波發生器U8D腳輸出的三角波為等腰三角形，線性良好，頻率為19.2KHz，加至SPWM調制電路的輸入端。

五、正弦脈寬調制（SPWM）信號電路

有了正弦波信號和三角波信號以后，就可以用正弦信號去調制三角波信號，以便得到符合要求的SPWM驅動信號。

5.1 后備式工頻機SPWM驅動信號形成電路

圖16為PULSE500型后備式工頻機的SPWM驅動信號形成電路。由于該型機采用了推挽功放電路，因

此需要2路SPWM驅動信號。

圖中正弦波信號同時加至IC4C反相輸入端腳和IC4D同相輸入端腳。反向三角波信號加至IC4C同相輸入端腳，正向三角波信號加至IC4D反相輸入端腳。于是，從IC4C腳和IC4D腳輸出的就可以輸出兩路大小相等、極性相反的SPWM信號。

與非門IC6A、IC6B為控制閥門。IC6A腳與IC6B腳同時接至閥門控制端。當閥門控制端為低電平時，兩與非門關閉，SPWM信號被切斷，逆變電路停止輸出。當閥門控制端為高電平時，兩與非門開通，SPWM信號被分別反相后加至反向驅動電路，由反向驅動電路輸出后驅動功率管。

圖17為PULSE500型后備式工頻機的SPWM驅動信號的波形。

由圖可見，在正弦信號的正半周期間，IC4C反相輸入端腳的正弦信號始終高于同相輸入端腳的反向三角波信號，因此IC4C輸出端腳始終輸出為低電平。經控制閥門IC6A與反向驅動電路兩次反相后仍保持為低電平，加至功率管基極后使得上臂功率管QA處于始終截止的狀態。

此期間IC4D腳卻能按調制規律輸出SPWM信號，使下臂功率管QB按照SPWM的規律開通或截止，在輸出端形成正弦信號的正半周。

而在正弦信號的負半周期間，IC4D同相輸入端腳的正弦信號始終低于反相輸入端腳的正向三角波信號，因此IC4D輸出端腳始終輸出為低電平。經控制閥門IC6A與反向驅動電路兩次反相后仍保持為低電平，加至功率管基極后使得下臂功率管QB處于始終截止狀態。

而此期間IC4C腳卻能按調制規律輸出SPWM信號，使上臂功率管QA按照SPWM的規律開通或截止，在輸出端形成正弦信號的負半周。

于是，在正弦信號的一個周期內，下臂功率管輸出正弦信號正半周的SPWM波形，此時上臂功率管保持截止。上臂功率管輸出正弦信號負半周的SPWM波形，此時下臂功率管保持截止。在輸出端經合成電路合成為完整的、純凈的正弦波電壓。

5.2 在線式工頻機SPWM驅動信號形成電路

圖18 所示為KSTAR-GP802型工頻機的SPWM驅動信號形成電路。由于該型機采用了全橋功放電路，因此需要4路獨立的SPWM驅動信號。

⒈本機正弦波

正弦波形成電路輸出的本機正弦波信號經C124、R224偶合至選頻放大器U29C的反相輸入端腳，參見圖18

⒉反饋正弦波

反饋正弦波來自逆變檢測變壓器次級繞組，反饋正弦波的幅度反映了逆變輸出電壓的幅度。反饋正弦波經R181、R189、C110、R190、R208、C115、R206等電阻電容組成的RC網絡后加至選頻放大器U29C的反相輸入端腳。需要注意的是，這里的反饋正弦波的相位必須與本機正弦波的相位相反，且反饋正弦波的幅度應小于本機正弦波的幅度，否則電路不能正常工作，甚至發生損壞。反饋正弦波的極性可以通過改變逆變檢測變壓器初級或次級的引出端來調整。

⒊差值正弦波

本機正弦波和反饋正弦波同時加至U29C的腳，但是由于反饋正弦波的相位與本機正弦波相反，同時反饋正弦波的幅度小于本機正弦波。因此它們在選頻放大器的腳形成了相減的關系（當然也可理解為加負），即本機正弦波減去反饋正弦波，其結果仍為正弦波，稱為差值正弦波。

⒋值正弦波的穩壓作用

我們已經知道，差值正弦波＝本機正弦波－反饋正弦波，其中本機正弦波的幅度是相對穩定的，而反饋正弦波的幅度正比于逆變輸出電壓的幅度。如果因負載等方面的原因，逆變輸出電壓的幅度發生波動，例如當逆變輸出電壓升高時，反饋正弦波的幅度增大，差值正弦波的幅度減小，經功放電路后使輸出的逆變正弦波的幅度回落。而當逆變輸出電壓的幅度降低時，反饋正弦波的幅度減小，差值正弦波的幅度增大，經功放電路后使輸出的逆變正弦波的幅度上升。因此，差值正弦波具有穩定逆變輸出電壓的作用。

⒌選頻放大器

選頻放大器由U29C及周邊元件組成，其作用一是產生差值正弦波并將其進行放大，二是賦予差值正弦波一定的直流分量，參見圖18。

運放U29C的反相輸入端與輸出端之間接有由C121、R209、C116、R222等組成的反饋網絡，形成了具有選頻特性的放大電路。于是，從U29C腳即可輸出所需的差值正弦波信號。

由于調制電路的需要，差值正弦波的對稱軸必須升高至Vz位置，這是通過R210接Vz實現的。為了精確的調節差值正弦波的對稱軸，在U29C的同相輸入端腳接有由R210、C138及R248、VR5等組成的分壓電路，使U29C輸出的差值正弦波的對稱軸在Vz值上。調整VR5，可以微調差值正弦波的對稱軸的高低，稱為平衡調整。

⒍三角波形成電路

三角波發生器由運放U16B及周邊元件構成積分電路，其作用是產生三角波，并與本機正弦波具有固定的相位關系，其工作過程已如前所述。

由三角波形成電路的工作過程可見，U16B腳的輸出波形是以腳的電壓高于或者低于腳電壓即Vz電壓為轉折點的，而腳電壓又通過C46與腳電壓相關連，當同步脈沖高于Vz時，U16B腳電壓開始下降。當同步脈沖低于Vz時，U16B腳電壓開始上升。因此輸出三角波的幅度在0-Vz之間。

⒎反相器電路

根據三角波形成電路的工作過程可知，其輸出的三角波為反向三角波。由于產生4路SPWM驅動信號還需要一路正向三角波，所以電路中將反向三角波送入U16A及周邊元件構成的反相器，經反相后便得到了正向三角波信號。

由于正向三角波的幅度在0-Vz之間，所以反向三角波的幅度應在Vz-12V之間。

⒏正弦波和三角波的定位

全橋功放電路采用的是單極性調制方式。在這種方式中，正弦波信號的對稱軸應當位于Vz（即電源電壓的二分之一）軸上，其最小幅值接近于0，最大幅值接近于電源電壓Vc。反向三角波（或正向三角波）應當位于Vz與Vc之間，正向三角波（或反向三角波）應當位于0與Vz之間，參見圖5“單極性調制”。

在GP802型機中，電源電壓為12V，所以正弦波信號的對稱軸位于Vz（即6V）軸上，其最小幅值接近于0，最大幅值接近于12V。反向三角波位于Vz（6V）與Vcc（12V）之間，正向三角波則位于0與Vz（6V）之間。在這種條件下，所有運放都可在單電源下工作。

需要說明的是，由于差值正弦波的正、負半周是連續不斷出現的，所以其相位的相反與否已失去了意義，重要的是調制電路輸出的必須是兩路相位相反的SPWM信號。但根據習慣，本文在繪制一個周期的正弦信號的時候，總是把正半周畫在前面，負半周畫在后面。

⒐正弦波和三角波的分配

由選頻放大器U29C輸出的正弦波分別加至U25C的同相輸入端腳、U25A的反相輸入端腳、U25B的同相輸入端的腳以及U25D的反相輸入端腳。而正向的三角波加至U25A的同相輸入端腳和U25B的反相輸入端腳。反向三角波加至U25C的反相輸入端腳和U25D的同相輸入端腳。這樣就形成了一種特定的組合關系，以便于全橋功放電路相配合。

5.3 高頻機SPWM驅動信號形成電路

圖19所示為SANTAK-1K3N型高頻機的SPWM驅動信號形成電路。由于該型機采用了半橋功放電路，因此只需要2路獨立的SPWM驅動信號。

⒈機正弦波

從二階濾波器U8C腳輸出的本機正弦波信號經C117、R70偶合至選頻放大器U8B的反相輸入端腳，參見圖19。

⒉反饋正弦波

反饋正弦波來自逆變檢測電路，反饋正弦波的幅度反映了逆變輸出電壓的幅度。反饋正弦波經R22、R23、R24與R134分壓后，再經R7、R62、C28、R64構成的選頻網絡后加至選頻放大器U8B的反相輸入端腳。在1K3N機中，反饋正弦波的相位已由電路結構決定，而反饋正弦波的幅度則由上述阻容元件決定，使其小于本機正弦波的幅度。

⒊差值正弦波

本機正弦波和反饋正弦波同時加至U8B的腳，但是由于反饋正弦波的相位與本機正弦波相反，同時反饋正弦波的幅度小于本機正弦波。因此它們在選頻放大器的腳形成了相減的關系，即本機正弦波減去反饋正弦波，其結果仍為正弦波，稱為差值正弦波。

⒋差值正弦波的穩壓作用

與工頻機一樣，由于差值正弦波＝本機正弦波－反饋正弦波，而本機正弦波的幅度是穩定的，因此，差值正弦波具有穩定逆變輸出電壓的作用。

⒌選頻放大器

運放U8B的反相輸入端與輸出端之間接有由C32、R73、R17、C17組成的RC網絡，U8B便構成了選頻放大器，它可使輸出電壓的幅度大于輸入電壓，并且更加純凈。差值正弦波加至運放U8B的反相輸入端腳，而由U8A腳加入的是自動基準電平校正電壓。因此，由U8B輸出端腳輸出的是校正了直流分量的、被反相了180°的、頻率為50Hz的、放大了的差值正弦波。此差值正弦波經R117隔離后加至U12B反相輸入端腳。

⒍正弦波和三角波的定位

半橋功放電路采用的是雙極性調制方式。在1K3N型機中，正弦波信號和三角波信號的對稱軸都在0軸上，其最小幅值接近于-6V，最大幅值接近于+6V，其中正弦波信號的幅度略小于三角波信號的幅度。

在這種情況下，SPWM調制電路中的運放必須在雙電源（即正、負電源）下工作。

⒎基準電平校正電路

本機正弦波和反饋正弦波相減后，得到的差值正弦波的直流電平會發生變化，而SPWM調制電路需要差值正弦波的對稱軸位于0軸的位置，為此在SANTAK-1K3N機中設置了自動基準電平校正電路，它由運放U8A、ZD7、ZD1及周邊元件組成。

逆變輸出電壓經R19、R20、R21、CN3/5、R6加至運放U8A腳，U8A及周邊元件組成反相器，使引入的逆變輸出電壓反相。圖中C12是濾波電容，可使引入的逆變輸出電壓更加穩定。C11是反饋電容，使越高的頻率負反饋越強，運放增益越低，因此可以消除高頻干擾。反相器U8A的輸出端腳接有反向串聯的穩壓管ZD7、ZD1，它們使U8A腳的輸出電壓限幅在±3.3V + 0.7= ± 4.0V。圖中R56是ZD7和ZD1的限流電阻。限幅后的逆變輸出采樣電壓經R61、R63分壓后加至運放U8B的腳。

若逆變輸出電壓不含直流分量，則逆變反饋電壓也不含直流分量，即都以X軸（0軸）為對稱軸，經U8A反相后輸出的逆變反饋電壓雖然反相，但仍不含直流分量，仍以X軸為對稱軸。

因為逆變反饋電壓與逆變輸出電壓反相180°，若逆變輸出電壓含有正值的直流分量，即對稱軸上移，則逆變反饋電壓的對稱軸將下移，經U8A反相后對稱軸上移。上移的幅度被ZD7、ZD1限制在+3.3V+0.7V= +4V與0V之間。上移的反饋電壓經R61、R63分壓后得到的采樣電壓，送入選頻放大電路的腳，使選頻放大電路的基準電壓上升，于是選頻放大電路的輸出電壓的對稱軸下移，最終使逆變輸出電壓的對稱軸下移。逆變輸出電壓的對稱軸上移的越多，則選頻放大電路的基準電壓下降的也越多，結果使逆變輸出電壓的直流分量保持為0，對稱軸始終在X軸上。

當逆變輸出電壓含有負值直流分量時的反映過程與上述過程相似，最終使逆變輸出電壓的直流分量為0。

⒏反相器電路

參見圖19及圖20。經過直流電平校正的差值正弦電壓經運放U12B、U12C及周邊元件構成的兩級反相器反相后，加至由比較器U10A構成的PWM調制電路的反相輸入端腳。設置反相器的作用是可以利用反相器輸出阻抗低的特點，改善電路的偶合特性，同時還可以充分利用一片封裝內的運放電路。

⒐下臂電路

由運放U10A產生的SPWM電壓，分為兩路輸出。一路經R18隔離后加至與門U11A（4081）的、腳，U11A的、腳還接有D11，將SPWM的負半周過濾掉。該路SPWM信號最終送至半橋功放的下臂電路，參見圖20.

⒑死區電壓

逆變輸出電路分為上、下兩臂，上、下兩臂的功率管只能輪流導通，一旦同時導通就會損壞。雖然上、下兩臂的驅動信號是反相的，一臂導通時另一臂會截止，但由于功率管的截止需要一定時間，上、下兩臂的功率管仍有可能在交接瞬間同時導通。為了確保上下兩臂的功率管不會同時導通，在驅動信號中設置有“死區電壓”。

死區電壓的作用是：當一個臂的功率管截止時，另一個功率管并不立即導通，而是延遲一段時間后再導通，上下兩臂均如此安排，這樣就從根本上消除了上下兩臂功率管同時導通的可能性。死區電壓存在的時間，即延遲時間，視具體電路而不同，通常在數μS之內。

參見圖20，電路中R84、D14、C39即是死區電壓形成電路。當與門U11A輸入端、腳電壓為上升沿時，輸出端腳為高，此時D14截止，此高電平通過R84對C39充電，由于R84數值較大（20K），充電較慢。

而當與門U11A輸入端、腳電壓為下降沿時，輸出

端腳為低，此時D14導通，C39通過D14放電，顯然放電比充電快的多，于是方波脈沖的上升沿經過這里時被滯后了。而此上升沿反映到逆變輸出電路中是使上臂功率管導通，結果是當下臂截止時上臂要延遲一段時間才導通，這就達到了防止上下臂功率管同時導通的目的。參見圖21所示。下臂中信號的延遲過程與此相同。

⒒SPWM控制電路

參見圖20。經延遲處理后的SPWM電壓送至與門U11C腳，U11C接至SPWM控制端。當SPWM控制端為“1”時，與門打開，SPWM得以輸出，當控制端為“0”時，與門關閉，SPWM通道被切斷。在這里與門U11C相當于一個控制開關。

⒓SPWM驅動電路

SPWM電壓從U11C腳輸出后，進入驅動門電路U13A。U13型號為ULN2003，這是一種具有驅動能力的反相器（或稱功率非門），輸出電壓為50V，輸出電流可達500mA。SPWM電壓經U13A反相后再經R88隔離，送入逆變電路。

⒔上臂電路

由調制電路輸出的SPWM電壓，另一路送入運放U10B的反相輸入端腳。U10B構成一個反相器，將整形電路輸出的SPWM脈沖反一次相，此后的過程與上臂相似。于是在SPWM驅動電路的輸出端得到了大小相等、相位相反的兩路SPWM脈沖，參見圖20、圖22。

六、功放電路

6.1 D類功率放大器電路的特點

UPS作為一種電源設備，其效率是十分重要的。UPS的效率主要取決于功率放大器，對同一機器來說，效率的提高就意味著輸出功率的增大，而在一定的輸出功率下，效率的提高就意味著能耗的減小。這對于節省能源、減小設備體積和重量以及降低用戶的運行成本都有很大的實際意義。因此，提高功率放大器的效率一直是UPS開發人員關注的重要課題，它推動了功率放大器技術的不斷發展。

通常，根據工作點的位置，將功放電路分為甲類（A類）、乙類（B類）和甲乙類（AB類）三大類。其中：

甲類工作點位于負載線的中點，理論效率為50%。

乙類工作點位于截止點，理論效率為78.5%。

甲乙類工作點略高于截止點，理論效率略低于乙類。

對于甲類、乙類和甲乙類放大器而言，由于功率管工作在特性曲線的放大區，集電極電流比較大而集電極電壓比較高，因而功率管的集電極耗散功率也比較大，放大器的效率就難以繼續提高。

提高效率的有效途徑是使功率管工作于開關狀態。即當功率管飽和導通時，集電極電流很大而集電極電壓很低，趨于0；當功率管截止時，集電極電壓很高而集電極電流很小，趨于0。因為耗散功率為集電極電壓和集電極電流的乘積，所以功率管的集電極耗散功率就很小，理想的條件下趨于0。由于這種放大器中的功率管是以開關方式工作，所以又稱為開關模式功率放大器，分類為D類（丁類）放大器。

逆變器中的功率放大器就是采用的D類放大器，它的理想效率為100%，實際效率可做到90%以上。

因為D類放大器中的功率管工作于開關狀態，所以集電極電壓和集電極電流是一連串的矩形波，它包含豐富的諧波成分，因此需在輸出端加接濾波網絡，濾除不需要的諧波分量，這樣才可以在負載上得到所需的基波電壓和基波電流，完成功率放大的任務。

D類放大器雖然效率得到了提高，但帶來了新的問題。由于D類放大器效率得到提高的根本原因是功率管工作于開關狀態。因此，放大器的輸出電壓與激勵信號之間沒有線性關系。這樣，D類放大器就不能放大幅度變化的模擬信號，而只能放大等幅不等寬的方波信號。對于逆變器總體而言，我們需要放大的是正弦信號，因此必須事先將正弦信號加工成等幅調寬信號后，才能送入D類放大器進行放大。而經過放大后又要將其還原成正弦波信號。這就是為什么在逆變功放電路中不能在像音頻功放中那樣直接將正弦信號放大，而要將其轉換為SPWM信號的原因。

在放大器的輸出端，由于在放大過程中輸出電流在等效負載上不斷反向，偶次諧波相互抵消，輸出的最低諧波是三次，所以，負載上的波形較好。

綜合對D類放大器的分析可知：

⒈功率管的飽和壓降Vces越小，放大器的效率越高。若Vces→0，則η→100%。

⒉若忽略Vces，則放大器的輸出功率與電源電壓的平方成正比。所以，選擇較高的電源電壓，對于提高輸出功率和提高效率都是有利的。

逆變電路中常見的半橋功放電路和全橋功放電路即由D類放大器組成。

6.2 全橋功放電路

圖23為KSTAR-GP802型工頻機中的全橋驅動及功放電路。

GP-802機的功放電路采用了全橋結構，這種電路采用的是單極性調制方式，相應的需要4組隔離驅動信號電路、4組功率器件和3組驅動電源。功率器件的大小視整機輸出功率的大小而定，輸出功率較小時可采用MOSFET管，較大時應采用IGBT管。在全橋功放電路中，采用單組工作電源，電源的負極接地。

正弦波和三角波的組合

在全橋式功放電路中，所需的4路不同相位和極性的驅動信號，是通過正弦波信號和正、反向三角波的不同組合來得到，已如前文所述。

在圖23中，正弦波和三角波是這樣組合的：SPWM調制由U25C、U25A、U25B、U25D完成。U25C的同相輸入端加入的是差值正弦信號，反相輸入端加入的是反相三角波信號；U25A的反相輸入端加入的是差值正弦信號，同相輸入端加入的是三角波信號；U25B的同相輸入端加入的是差值正弦信號，反相輸入端加入的是三角波信號；U25D的反相輸入端加入的是差值正弦信號，同相輸入端加入的是反相三角波信號。這樣，從U25C腳、U25A腳、U25B腳和U25D腳就可以輸出調制好了的SPWM方波信號了。

圖23中R160、R188、R161、R187為LM339的上拉電阻。

⒉死區電壓

和高頻機一樣，工頻機中也要設置死區電壓。圖23中C96、C100、C97、C109死區電壓形成電容。其作用是將功率管驅動脈沖的上升沿向后延遲，使得同一側上、下兩臂功率管中一臂功率管截止時另一臂功率管并不馬上導通，而是延遲一段時間再導通，其波形如圖24所示。這樣就可以避免同一側上、下兩臂功率管同時導通的可能性。死區時間視功率管的結構、大小和功率電路的不同而不同，一般為數μS。

⒊輸出閥門

當電路出現故障時，需要關閉正弦波SPWM驅動信號，因此在SPWM調制電路與隔離驅動電路之間設有輸出閥門，以便在需要時關閉或者打開閥門。

輸出閥門由與非門U30A、U30B、U26A、U26B構成，參見圖23。這4個與非門各有一端連在一起，接至輸出閥門控制端，一旦輸出閥門端為低電平，4個與非門立即關閉，切斷了正弦波驅動信號的通路。當輸出閥門端為高電平時，4個法門均開通，恢復正弦波驅動信號的通路。

C137為旁路電容，可將輸出閥門端的干擾濾除。

⒋隔離驅動電路

4組正弦波驅動信號是共地信號，而4組功率管卻有3個參考端，因此正弦波驅動信號與功率管之間必須采用隔離驅動電路。

隔離驅動電路由光耦U31、U32、U33、U34（均為TLP250）和驅動三極管Q19-Q26及周邊元件組成，參見圖23。

TLP250的、腳為空腳。腳為內部發光二極管的正極，腳為發光二極管的負極，腳為驅動電源負極，腳為驅動電源正極，、腳為光耦輸出端。

以最上面的一路隔離驅動電路為例。當U34（TLP250）腳為低電平時，內部發光二極管導通，光耦輸出端、腳為高電平，此時Q22導通而Q26截止，驅動信號從Q22和Q26的發射極連接點輸出，驅動輸出為高點平。當U34腳為高電平時，內部發光二極管截止，光耦輸出端、腳為低電平，此時Q22截止而Q26導通，驅動信號從Q22和Q26的發射極連接點輸出，驅動輸出為低電平。

圖中R245為消振電阻，防止電路中可能出現的自激振蕩而損壞驅動管。R246為Q26基極的偏置電阻，用以確定Q26的工作點。R273為自給負偏壓電阻。當上驅動管飽和、下驅動管截止時，R273可壓低下驅動管發射極電位，使基極電位高于發射極電位，因而使下驅動管可靠截止。而當上驅動管截止、下驅動管飽和時，R273可抬高上驅動管發射極電位，使基極電位低于發射極電位，因而使上驅動管可靠截止。R275為驅動輸出的負載電阻，ZD13、ZD14為驅動信號的穩壓二極管。R275上的電壓經ZD13、ZD14后穩定在±18V之間，R274為限流電阻，用以限制流過ZD13、ZD14的電流。

其它3組驅動電路的元件作用和工作過程與此相似。

⒌功率管電路

GP802機的功率管電路采用了H型全橋功放電路。電路用了4組MOSFET功率管組成橋式結構的4個臂，每臂功率管的數量視輸出功率而定，參見圖23。GP-802機輸出為2KVA，每一臂使用了3只功率管，4臂共用了12只功率管（功放電路板上有24只功率管的位置，GP-802型機中只間隔安裝了12只功率管）。工作時以對角線上的功率管為單位動作，當一組對角線上的功率管導通時，另一組對角線上的功率管則截止，并互相交替。由于在驅動信號中設有死區時間，所以不會發生同一側功率管同時導通的可能。

圖中T0為合成變壓器，或稱輸出變壓器。當左上方功率管Q1、Q3、Q5和右下方功率管Q16、Q18、Q20導通時，左下方的功率管Q11、Q13、Q15和右上方的功率管Q6、Q8、Q10截止。此時

功放電流自左向右流過合成變壓器初級線圈，形成輸出電壓的半個波形。而當左上方功率管Q1、Q3、Q5和右下方功率管Q16、Q18、Q20截止時，左下方的功率管Q11、Q13、Q15和右上方的功率管Q6、Q8、Q10導通。此時功放電流自右向左流過合成變壓器初級線圈，形成輸出電壓的另一半波形。結果在合成變壓器初級線圈上就可以形成完整的輸出電壓波形。但此時輸出電壓還不是正弦波，在合成變壓器的次級接有合成電容C0，C0與T0形成了濾波電路，將輸出電壓中的高頻成分（即載波）濾除，在輸出端就得到了純凈的正弦電壓。

圖中C1、C2、C3、C6、C8為功放電壓（BUS電壓）的濾波電容，因為功放電路的電流較大，所以濾波電容的容量也較大，一般用若干只大容量的電容并聯使用。

⒍全橋功放電路的導通過程

KSTAR-GP802型機全橋功放電路的導通過程參見圖25。

⑴全橋功放電路的導通規律

在H型全橋功放電路中，功放管是按對角線的形式導通和截止的，也就是當Q1、Q3、Q5（簡稱為QA）和Q16、Q18、Q20（簡稱為QB）導通時，Q6、Q8、Q10（簡稱為QC）和Q11、Q13、Q15（簡稱為QD）必定截止，此時功放電流從左至右流過合成電感（輸出變壓器）初級線圈T0-1。而QC和QD導通時，QA和QB必定截止，此時功放電流從右至左流過合成電感（輸出變壓器）初級線圈T0-1。于是在合成電感的輸出繞組中就可以得到正負變化的交流電壓。

⑵輸入正弦波信號正半周時

由圖25可見，在正弦波的正半周，QC基極的驅動信號有可能使其導通，其規律為：凡是在U25C腳的三角波低于腳的正弦波的區間，U25C腳輸出為就高電平，經與非門和同相隔離驅動電路后使QC飽和導通。而在腳三角波高于腳正弦波的區間，U25C腳輸出就為低電平，經與非門和同相隔離驅動電路后使QC截止。與此同時，由于U25B同相輸入端腳的正弦波電壓始終高于反相輸入端腳的三角波電壓，其輸出端腳始終為高電平，經與非門和同相隔離驅動電路后使QD始終飽和導通。

在正弦波正半周時，U25A反相輸入端腳的正弦波電壓始終高于同相輸入端腳的三角波電壓，其輸出端腳始終為低電平，經與非門和同相隔離驅動電路后使QA始終截止。而QB基極的驅動信號有可能使QB導通，其規律是：凡是在U25D腳的三角波高于腳的正弦波電壓的區間，U25D腳就為高電平，經與非門和同相隔離驅動電路后使QB導通。但是，由于QA始終截止，所以左上-右下對角線即QA、QB不能導通。

這樣一來，右上-左下對角線即QC、QD就處于開通狀態，產生的功放電流的方向是自右向左流過合成電感的初級繞組T0-1，其大小按照SPWM脈沖電壓的寬度變化規律。而此時QA、QB則處于截止狀態。

從兩側功放管來看，由于QA始終截止，所以左側上下兩功放管不會同時導通。而雖然QC、QB均有可能導通，但將它們的驅動波形對照后可發現剛好相反，一個導通時另一個必然截止，所以右側上下兩功放管也不會同時導通。

⑶輸入正弦波信號負半周時

在正弦波的負半周，由于U25D反相輸入端腳的正弦波電壓始終低于同相輸入端腳的三角波電壓，所以無論三角波幅度如何，U25D腳均輸出高電平，經與非門和隔離驅動電路后使QB始終飽和導通，而在U25A中，凡是三角波電壓高于正弦波電壓的區間，U25A腳就輸出高電平，經與非門和隔離驅動電路后使QA飽和導通。與此同時，由于U25C同相輸入端腳的正弦波電壓始終低于反相輸入端的三角波電壓，其輸出端始終輸出低電平，經與非門和隔離驅動電路后使QC始終截止。

在正弦波的負半周，QD基極的驅動信號有可能使其導通，其規律為：凡是在U25B反相輸入端腳的三角波低于腳的正弦電壓區間，U25B腳就輸出高電平，經與非門和隔離驅動電路后使QD飽和導通。與此同時，U25C同相輸入端腳的正弦波電壓始終低于反相輸入端的三角波電壓，其輸出端腳始終為低電平，經與非門和同相隔離驅動電路后使QB始終截止。

這樣一來，左上-右下對角線即QA、QB就處于開通狀態，產生的功放電流的方向是自左向右流過合成電感的初級繞組T0-1，其大小按照SPWM脈沖電壓的寬度變化規律。而此時QC、QD則處于截止狀態。

從兩側功放管來看，由于QC始終截止，所以右側上下兩功放管不會同時導通。而雖然QA、QD均有有可能導通，但將它們的驅動波形對照后可發現剛好相反，一個導通時另一個必然截止，所以左側上下兩功放管也不會同時導通。

⑷逆變電壓的輸出

功放管電流的大小和方向按照SPWM脈沖信號的規律不斷變化，流過合成電感（輸出變壓器）T0的初級繞組T0-1后，在次級繞組T0-2中產生感生電壓。合成電感T0是具有漏感的變壓器，與合成電容C0組成諧振電路，經合成電路后即可輸出純凈的正弦波功率電壓。也可以理解為用電容C0將輸出電壓中的高頻諧波成分濾除后，得到了純凈的正弦波功率電壓。如前所述，由于SPWM信號中只含有調制信號（即50Hz基波）的17、19次高次諧波，所以合成電感和合成電容的數值都較小，和普通功放電路相比，不但效率高，而且諧振濾波電路的體積小，重量輕，成本低，性能好

⒎驅動電源電路

圖23、圖25中上面兩組功率管QA、QC的驅動信號以各自功率管的“S”極為參考點，所以兩組驅動信號不能共地，因而就需要用兩組驅動電源。下面兩組功率管QD、QB的驅動信號也以各自功率管的“S”極為參考點，但這兩組功率管的“S”極是連接在一起的，所以這兩組驅動信號是共地的。但是下面兩組驅動信號與上面兩組驅動信號中的任一組都不共地，它們的參考點各自獨立，所以一共需要3組驅動電源。

3組驅動電源的結構簡單而相似，參見圖23所示，此處不再介紹。

6.3 半橋功放電路

圖26為SANTAK-1K3N型高頻機中的半橋驅動及功放電路。

1K3N機的功放電路采用了半橋結構，這種電路采用的是雙極性調制方式，相應的需要2組隔離驅動信號、2組驅動電源和2組功率器件。功率器件的大小視整機輸出功率的大小而定，輸出功率較小時可采用MOSFET管，較大時應采用IGBT管。在半橋功放電路中，采用雙組工作電源，即±BUS電壓，其中點接地。

⒈驅動小板電路

在SANTAK-1K3N機中，將部分功能電路制作在小電路板上，再垂直插焊在主電路板上，這樣的小電路板一共有7塊。功放電路中的驅動電路就分別制作在兩塊小電路板上，稱為驅動小板，標號為DUR/MODULE。兩塊驅動小板的結構完全一樣，功放電路的上下臂各用一塊。

驅動小板的原理圖參見圖26中虛線框內電路。

⑴驅動電源電路

逆變驅動電源電路的作用是向逆變驅動電路提供+18V、-12V的工作電壓。

開關電源小板中的開關變壓器TX201次級輸出的開關電源脈沖，經接插件CN11/1、CN700/1、CN11/2、CN700/2、D700送入驅動小板內的開關變壓器TX700的初級兩端。D700的作用是隔離掉負方向的脈沖。TX700次級感生出的脈沖電壓，經D701整流，C703、C704濾波，得到直流電壓，再經ZD702、ZD703穩壓后，形成驅動三極管所需的+18V，-12V驅動電源電壓。正驅動電壓加至上驅動管Q702的集電極，負驅動電壓加至下驅動管Q703的集電極，正負驅動電壓的公共點，即ZD702、ZD703的連接點為驅動輸出的0點，經接插件CN700/9、CN11/9輸出作為輸入信號的參考點。

R705是ZD702的限流電阻，它的作用如下：+18V電壓提供了驅動電壓的動態范圍，-12V則用來保證驅動管和功率管的可靠截止。ZD702、ZD703串聯后的穩壓值之和為30V，若整流濾波后的電壓低于30V，則ZD702、ZD703均不能擊穿，+18V和-12均不能穩定。有了R705以后，它可以保證ZD702開機后很快便能導通，產生穩定的+18V電壓。

⑵驅動小板的隔離電路

圖中U701（TLP250）是一種可直接驅動小功率MOSFET和IGBT的功率型光耦，由日本東芝公司生產，其最大驅動電流達1.5A。選用TLP250光耦既保證了功率驅動電路與PWM脈寬調制電路的可靠隔離，又具備了驅動MOSFET的能力，使驅動電路簡化。

TLP250為雙列直插8腳封裝。圖中TLP250的、腳為空腳。腳為內部發光二極管正極，腳為內部發光二極管負極。腳為內部上驅動管集電極，腳為內部下驅動管的集電極，、腳在內部連接在一起，為輸出端。

圖26中U701腳經接插件CN700/3、CN11/3、R115、接插件CN3/9接至+5V。這樣，當U701腳為高電平時內部發光二極管截止，U701、腳輸出為高電平，上驅動管飽和，下驅動管截止，驅動小板輸出端經接插件CN700/9、CN11/9輸出高電平。而當U701腳為低電平時內部發光二極管導通，U701、腳輸出為低電平，上驅動管截止，下驅動管飽和，驅動小板輸出端經接插件CN700/9、CN11/9輸出低電平。

⑶驅動小板的驅動電路

驅動電路分為上下兩臂，兩臂電路完全相同。現以上臂為例加以說明，參見圖26。

上臂逆變隔離驅動電路由光偶U701（TLP250），驅動管Q702、Q703及周邊元件組成。當TLP250腳為高時，TLP250內部二極管截止，光偶、腳輸出為低，逆變驅動管Q702截止，

Q703導通，由接插件CN11/9輸出-12V電壓，與其相連的逆變功率管截止。當TLP250腳為低時，TLP250內部二極管導通，光偶、腳輸出為高，逆變驅動管Q702導通，Q703截止，由接插件CN13/9輸出+18V電壓，與其相連的逆變功率管飽和導通。

圖中R707為消振阻尼電阻，消除電路中的自激振蕩因素。R708、R709為自給負偏壓電阻。當上驅動管飽和、下驅動管截止時，R708、R709可壓低下驅動管發射極電位，使基極電位高于發射極電位，因而使下驅動管可靠截止。而當上驅動管截止、下驅動管飽和時，R708、R709可抬高上驅動管發射極電位，使基極電位低于發射極電位，因而使上驅動管可靠截止。

⒉功率管及周邊電路

SANTAK-1K3N機的半橋功放電路由逆變功率管及周邊元件組成。

⑴逆變功率管

本機逆變功率電路采用半橋結構，因此逆變驅動電路分為上臂電路和下臂電路，每臂使用了一只IGBT功率管，分別為Q13和Q12。它們輪流導通，分別產生正負半周PWM波形，經合成電路后形成完整的正弦波電壓輸出。

⑵阻尼電阻

上下臂的阻尼二極管分別為R54和R40，參見圖26。設置阻尼電阻的原因如下：

由于功率管的柵極與驅動電路間的連線不可避免的存在著分布電感和分布電容，在驅動電壓的激勵下很容易引起自激振蕩，使功率管無法正常工作甚至損壞。為消除這一危險，通常在功率管的柵極串接一個小阻值的電阻，對振蕩進行阻尼。阻尼電阻的取值很重要，若阻值過大，將限制驅動電流，降低前后沿陡度，加大導通損耗。因此，柵極電阻不能太大，只要抑制振蕩就行，通常在數十Ω以下，功率越大阻值應越小。同時，在布線時應當盡量縮短柵極與驅動電路之間的距離。

⑶加速二極管

設置了阻尼電阻以后，驅動信號為低電平時功率管柵極中的電荷不能迅速泄放，使得功率管不能立即截止，降低了功率管的反應速度，為此在逆變功率管的驅動電路中設置了加速二極管。

上下臂的加速二極管分別為D22和D21，參見圖26。其作用是：當驅動信號為負時，功率管截止，此時加速二極管導通，將阻尼二極管短路，為反向基極電流提供一個低阻抗的通路，使基極電流能更快的泄放掉，以利于下一周期的導通。加速二極管應采用快速開關管，通常使用1N4148即可。電路中加速二極管還串有一只電阻R55和R38，用以限制瀉放電流的大小。

⑷柵負壓電阻

柵負壓電阻分別為R53和R37，參見圖26。設置柵負壓電阻的原因如下：

在部分電路中，使功率管截止的驅動電壓為0V，而功率管柵極只要有0.2V-0.7V即可導通，截止管很容易受到干擾而誤導通。在上下臂結構的電路中，這會引起上下管同時導通而造成損壞。設置柵負壓電阻以后，以功率管Q13為例，Q13的柵極G通過柵負壓電阻接至源極S。當Q13截止時，U10、腳為負電壓，電流由S極→R53→R54→Q703E→極，在R53上產生左負右正的電壓，將Q13G極拉負，使Q13深度截止，消除了誤導通的可能性。R37的工作過程與R53一樣。

⑸吸收電路

吸收電路分別由R4、C11和R1、C3組成，參見圖24。其作用是：

如前所述，在死區期間，由于導通管突然截止，將在分布電感、分布電容中將感應出數倍于BUS電壓的感生電壓，使功率管擊穿損壞。這種感生電壓的特點是幅度高、寬度窄，常稱為尖峰脈沖。尖峰脈沖的幅度、寬度隨電路的形式和功率的不同而不同，因此吸收電路的結構是多種多樣的。

在本電路中，當截止管兩端出現尖峰脈沖時，可通過R4、C11和R1、C3吸收電路消耗掉，從而保護了功率管。

⒊正弦波合成電路

逆變功率電路輸出的是連續的、寬度不同的方波，必須還原成正弦波，這一任務由正弦波合成電路來完成。

正弦波合成電路由合成電感L1，合成電容C2組成，它們構成了LC濾波器。通過LC正弦波合成電路以后，UPS便可向外輸出正弦波電壓了。電路中合成電感L1的電感量和合成電容C2的電容量必須與輸出功率相配合，其中C2應選用無極性電容。

6.4 功放電路介紹

⒈采用IGBT管的全橋功放電路

圖27所示為KSTAR-GP806型工頻機中的全橋功放電路，由于該機輸出功率為6KVA，所以采用了兩只IGBT模塊作為功率器件。每一只模塊內含有兩只性能相同的IGBT管，共用了4只IGBT管，組成全橋功放電路。

在實際電路中，4只IGBT管附有較為復雜吸收保護電路，為了便于說明問題，作者將其省略。這樣，從電路結構來看，這種功放電路與前述采用MOSFET管的全橋功放電路是相似的。

圖27所示的功放電路，其驅動電路與前述GP802機的一樣，制作在主板上，經接插件CN14與功放板相連接。

實際上，在科仕達（KSTAR）公司生產的GP800系列UPS和易斯特（EAST）公司生產的EA800系列UPS中，輸出功率從1KVA到20KVA，不論功率管采用MOSFET管還是IGBT管，都采用同樣的通用型主板，對于不同輸出功率的機型，只需更改少量元器件的參數即可使用，給生產和維護帶來了很大的方便。

⒉采用IGBT管的半橋功放電路

圖28所示為SANTAK-C15KS機中的半橋功放電路。由于該機輸出功率為15KVA，所以采用了1只大功率IGBT模塊作為功率器件。這只模塊內含有兩只性能相同的IGBT管，組成半橋功放電路。

同樣，為了便于說明問題，作者將IGBT模塊的吸收電路省略。這樣，就很容易看出圖28的結構與圖26是相似的。

從圖27與圖25、圖28與圖26的對比可見，采用MOSFET管的功放電路與采用IGBT模塊的功放電路的結構是相同的，只是功率大小不同而已。

最后要說明的是，為了敘述方便，本文中的電路或多或少做了簡化，如欲引用文中的電路搭接實際電路，請與原機原電路核對。

全文完 2011年12月修改于成都

ID:130231 · 發表于 2017-3-21 22:27

差點忘發附，在下面，請大家諒解。

ID:121360 · 發表于 2018-4-19 21:40

不錯 ................好資料，51黑有你更精彩!!!

ID:62622 · 發表于 2018-5-26 14:00

樓主厲害了

ID:356938 · 發表于 2018-7-3 15:56

學習了

ID:346717 · 發表于 2018-7-5 14:47

51黑有你更精彩

ID:278096 · 發表于 2019-4-27 13:05

謝謝樓主分享，這些資料都是精品

ID:149799 · 發表于 2019-5-17 09:09

確實是精品，謝謝你。

ID:556948 · 發表于 2019-6-7 03:12

good !up up study

ID:602594 · 發表于 2019-9-18 14:19

我覺得可以加精了，太詳細了，第一次見這么詳細的UPS資料，感謝分享

ID:738053 · 發表于 2020-4-25 22:43

樓主您好，能把“圖27”的吸收電路和保護電路完整的給一份嗎？我下載好珍藏了。另外我有個請求，能加個微？想與合作一個高頻功放的電源電路。本人楊，號：nbyjvison

ID:71535 · 發表于 2020-4-26 08:08

第一次見這么詳細的UPS資料，感謝分享

ID:237812 · 發表于 2020-4-30 16:07

受教，門外漢學習了逆變知識，精品

ID:704812 · 發表于 2020-5-4 12:38

這個講的非常好。樓主知識面有深度，有廣度。

ID:195496 · 發表于 2023-12-23 08:14

這么牛B的理論，一大堆，佩服！！！

ID:1130282 · 發表于 2024-8-7 17:02

牛，感謝分享；

ID:702600 · 發表于 2024-8-7 20:13

感謝分享，講解透徹

ID:69408 · 發表于 2024-8-8 15:11

感謝分享，謝謝啦

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正弦波UPS中的逆變電路詳解

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